降圧コンバーター – 日本語百科事典辞書

Buck_converter

「バックコンバーター」
バックコンバータ（降圧コンバータが）であるDC-DC電力変換器の出力（負荷）への入力（供給）から（以下の平均電流を描きながら）電圧を降圧。これは、通常、少なくとも2つの半導体（ダイオードとトランジスタ）と少なくとも1つのエネルギー貯蔵要素を含むスイッチモード電源（SMPS）のクラスです。ただし、最近の降圧コンバータは、ダイオードを同期整流に使用される2番目のトランジスタに置き換えることがよく、コンデンサ、インダクタ、または2つの組み合わせ。電圧リップルを低減するために、通常、コンデンサで作られたフィルタ（インダクタと組み合わせて使用されることもあります）が、このようなコンバータの出力（負荷側フィルタ）と入力（電源側フィルタ）に追加されます。
非絶縁型スイッチングDC-DCコンバータトポロジの比較：降圧、
昇圧、
昇降圧、 Ćuk。入力は左側、負荷のある出力は右側です。スイッチは通常、 MOSFET、 IGBT、または
BJTトランジスタです。
スイッチングコンバータ（バックコンバータなど）は、DC-DCコンバータとして、リニアレギュレータよりもはるかに高い電力効率を提供します。リニアレギュレータは、電力を熱として放散することで電圧を下げるが、出力電流を増加させない単純な回路です。
降圧コンバーターは非常に効率的（多くの場合90％以上）であるため、コンピューターのメイン（バルク）電源電圧（多くの場合12 V）をUSB、DRAM、およびCPUに必要な低電圧（5V、 3.3Vまたは1.8V、PSUを参照）。

コンテンツ
1 動作理論
2 コンセプト
2.1 連続モード 2.2 不連続モード 2.3 不連続モードから連続モードへ（およびその逆） 2.4 非理想的な回路
2.4.1 出力電圧リップル（連続モード）
2.4.2 非理想性が効率に及ぼす影響
2.5 特定の構造
2.5.1 同期整流
2.5.2 多相降圧
3 効率要素
4 インピーダンス整合
5 応用
6 も参照してください
7 参考文献
8 参考文献
9 外部リンク

動作理論

図2：降圧コンバータの2つの回路構成：スイッチが閉じているときのオン状態。スイッチが開いているときはオフ状態です（矢印は従来の電流モデルの方向に従った電流を示します）。
図3：降圧コンバータのコンポーネント、電圧、電流の命名規則。

図4：電圧の時間変化 V o V 、 V L
{V_ {o}、V_ {D}、V_ {L}}

そして現在 I L
{I_ {L}}

連続モードで動作する理想的な降圧コンバータで。
降圧コンバータの基本的な動作では、インダクタの電流は2つのスイッチ（通常はトランジスタとダイオード）によって制御されます。理想化されたコンバーターでは、すべてのコンポーネントが完全であると見なされます。具体的には、スイッチとダイオードの電圧降下がオンのときはゼロ、電流の流れがオフのときはゼロであり、インダクタの直列抵抗はゼロです。さらに、入力電圧と出力電圧はサイクルの過程で変化しないと想定されます（これは、出力容量が無限大であることを意味します）。

コンセプト
降圧コンバータの概念モデルは、インダクタの電流と電圧の関係の観点から最もよく理解されています。スイッチが開いている（オフ状態）ときから、回路の電流はゼロになります。スイッチが最初に閉じられる（オン状態）と、電流が増加し始め、インダクタは電流の変化に応じて端子間に反対の電圧を生成します。この電圧降下はソースの電圧を打ち消し、したがって負荷両端の正味電圧を低下させます。時間の経過とともに、電流の変化率が低下し、インダクタの両端の電圧も低下して、負荷の電圧が上昇します。この間、インダクタは磁場の形でエネルギーを蓄積します。電流がまだ変化しているときにスイッチを開くと、インダクタの両端で常に電圧降下が発生するため、負荷の正味電圧は常に入力電圧源よりも低くなります。スイッチが再び開かれると（オフ状態）、電圧源が回路から削除され、電流が減少します。電流が減少すると、インダクタの両端に電圧降下が発生し（オン状態での降下とは反対）、インダクタが電流源になります。インダクタの磁場に蓄積されたエネルギーは、負荷を流れる電流をサポートします。入力電圧源が切断されている間に流れるこの電流は、オン状態で流れる電流に追加されると、合計で平均入力電流よりも大きい電流になります（オフ状態ではゼロになります）。平均電流の「増加」は電圧の低下を補い、理想的には負荷に供給される電力を維持します。オフ状態の間、インダクタは蓄積されたエネルギーを回路の残りの部分に放電しています。インダクタが完全に放電する（オン状態）前にスイッチが再び閉じられると、負荷の電圧は常にゼロより大きくなります。

連続モード
インダクタを流れる電流が（私 L {I _ { text {L}}}

）転流サイクル中にゼロに落ちることはありません。このモードでは、動作原理は図4のプロットで説明されています。
上の写真のスイッチを閉じると（図2の上部）、インダクタの両端の電圧は次のようになります。 V L = V I – V o {V _ { text {L}} = V _ { text {i}} { text {-}} V _ { text {o}}}

。インダクタを流れる電流は直線的に増加します（電圧降下がほぼ一定である限り、概算で）。ダイオードは電圧源Vによって逆バイアスされるため、電流は流れません。
スイッチが開くと（図2の下部）、ダイオードは順方向にバイアスされます。インダクタ両端の電圧は
VL = – V o
{V _ { text {L}} = { text {-}} V _ { text {o}}}

（ダイオードドロップを無視）。現在
I L {I _ { text {L}}}

減少します。
インダクタLに蓄えられるエネルギーは E =1 2L I L 2
{E = { frac {1} {2}} LI _ { text {L}} ^ {2}}
したがって、Lに蓄積されたエネルギーは、オンタイム中に次のように増加することがわかります。
I L {I _ { text {L}}}

オフ状態の間、増加してから減少します。Lは、コンバータの入力から出力にエネルギーを転送するために使用されます。
の変化率
I L {I _ { text {L}}}

以下から計算できます：V L =
L 私
L {V _ { text {L}} = L { frac { mathrm {d} I _ { text {L}}} { mathrm {d} t}}}

と V L {V _ { text {L}}}

に等しい
V I −V o
{V _ { text {i}}-V _ { text {o}}}

オン状態の間および− V o
{-V _ { text {o}}}

オフ状態の間。したがって、オン状態中の電流の増加は次の式で与えられます。Δ I L
オン= ∫ 0 オンV L =（（ VI −
V o ）。
L オン
、オン= { Delta I_ {L _ { text {on}}} = int _ {0} ^ {t _ { text {on}}} { frac {V _ { text {L}}} {L} } 、 mathrm {d} t = { frac { left（V _ { text {i}}-V _ { text {o}} right）} {L}} t _ { text {on}} 、; t _ { text {on}} = DT}
どこ {D}

は、0〜1の値を持つデューティサイクルと呼ばれるスカラーです。
逆に、オフ状態中の電流の減少は次の式で与えられます。Δ I L
オフ = ∫ オン = オン+ オフV L = − V o
L オフ
、オフ = （（ 1
− ）。 { Delta I_ {L _ { text {off}}} = int _ {t _ { text {on}}} ^ {T = t _ { text {on}} + t _ { text {off} }} { frac {V _ { text {L}}} {L}} 、 mathrm {d} t =-{ frac {V _ { text {o}}} {L}} t _ { text {off}}、; t _ { text {off}} =（1-D）T}
コンバータが定常状態で動作していると仮定すると、転流サイクルTの終了時に各コンポーネントに蓄積されるエネルギーは、サイクルの開始時のエネルギーと等しくなります。つまり、現在のI L
{I _ { text {L}}}

で同じです = 0 {t = 0}

とで = {t = T}

（図4）。
したがって、上記の式から、次のように書くことができます。 Δ I L オン+ Δ
I L オフ= 0 V I −
L オン − V o L オフ= 0
{{ begin {aligned} Delta I_ {L _ { text {on}}} + Delta I_ {L _ { text {off}}}＆= 0 \ { frac {V _ { text { i}}-V _ { text {o}}} {L}} t _ { text {on}}-{ frac {V _ { text {o}}} {L}} t _ { text {off} }＆= 0 end {aligned}}}
上記の統合はグラフィカルに実行できます。図4では、Δ I L ン
{ Delta I_ {L _ { text {on}}}}

黄色の表面の面積に比例し、Δ I L フ
{ Delta I_ {L _ { text {off}}}}

これらの表面はインダクタ電圧（赤い線）によって定義されるため、オレンジ色の表面の領域に。これらのサーフェスは単純な長方形であるため、それらの領域は簡単に見つけることができます。（（ V I −
）。オン
{ left（V _ { text {i}}-V _ { text {o}} right）t _ { text {on}}}

黄色の長方形と− V
o オフ
{-V _ { text {o}} t _ { text {off}}}

オレンジ色のもののために。定常状態の動作では、これらの領域は等しくなければなりません。
図4に見られるように。オン= {t _ { text {on}} = DT}

とオフ = （（ 1
− ）。 {t _ { text {off}} =（1-D）T}

。
これにより、次のようになります。（（ VI − V o
）。 −
V o （（ 1
− ）。 =0 V I −
Vo = 0
⇒ =V o V I
{{ begin {aligned} left（V _ { text {i}}-V _ { text {o}} right）DT-V _ { text {o}}（1-D）T＆= 0 \ DV _ { text {i}}-V _ { text {o}}＆= 0 \ Rightarrow ; D＆= { frac {V _ { text {o}}} {V _ { text {i }}}} end {aligned}}}
この式から、コンバータの出力電圧は、特定の入力電圧のデューティサイクルに比例して変化することがわかります。デューティサイクルとして {D}

間の比率に等しいオン
{t _ { text {on}}}

と期間 {T}

、1を超えることはできません。したがって、
V o ≤V I
{V _ { text {o}} leq V _ { text {i}}}

。このため、このコンバータは降圧コンバータと呼ばれます。
したがって、たとえば、この理論的に理想的な回路では、12Vを3V（出力電圧は入力電圧の4分の1に等しい）に降圧するには、25％のデューティサイクルが必要になります。

不連続モード

図5：不連続モードで動作する理想的な降圧コンバータの電圧と電流の経時変化。
場合によっては、負荷に必要なエネルギー量が少なすぎることがこの場合、インダクタを流れる電流は、期間の一部でゼロに低下します。上記の原理の唯一の違いは、整流サイクルの終わりにインダクタが完全に放電されることです（図5を参照）。ただし、これは前の式にいくらかの影響を及ぼします。
インダクタ電流がゼロを下回ると、各サイクル中に出力コンデンサが放電されるため、スイッチング損失が大きくなります。これらの損失を最小限に抑えるために、パルス周波数変調と呼ばれる別の制御技術を使用できます。
コンバータは定常状態で動作していると今でも考えています。したがって、インダクタのエネルギーは、サイクルの開始時と終了時に同じです（不連続モードの場合はゼロです）。これは、インダクタ電圧（V L）の平均値がゼロであることを意味します。つまり、図5の黄色とオレンジ色の長方形の面積は同じです。これにより、次のようになります。（（ V I −V o
）。 −V o
δ = 0 { left（V _ { text {i}}-V _ { text {o}} right）DT-V _ { text {o}} delta T = 0}
したがって、δの値は次のようになります。 δ = V I − V o V o { delta = { frac {V _ { text {i}}-V _ { text {o}}} {V _ { text {o}}}} D}
負荷に供給される出力電流（私 o {I _ { text {o}}}

）は一定です。これは、出力コンデンサが整流サイクル中に端子間で一定の電圧を維持するのに十分な大きさであると考えるためです。これは、コンデンサを流れる電流の平均値がゼロであることを意味します。したがって、次のようになります。I L¯= I o
{{ overline {I _ { text {L}}}} = I _ { text {o}}}
どこ I L ¯ {{ overline {I _ { text {L}}}}}

はインダクタ電流の平均値です。図5に示すように、インダクタ電流波形は三角形の形状をしています。したがって、I Lの平均値は、次のように幾何学的に分類できます。I L ¯ =（（ 12 I L
最大 +1 2I L
最大
δ ）。1= I L
最大（（NS+ δ
）。2 I o
{{ begin {aligned} { overline {I _ { text {L}}}}＆= left（{ frac {1} {2}} I_ {L _ { text {max}}} DT + { frac {1} {2}} I_ {L _ { text {max}}} delta T right）{ frac {1} {T}} \＆= { frac {I_ {L _ { text {max}}} left（D + delta right）} {2}} \＆= I _ { text {o}} end {aligned}}}
インダクタ電流は、最初にゼロであり、t間に上昇にIまでLmaxを。これは、ILmaxが次の値に等しいことを意味します。I L
最大=V I − V o
L {I_ {L _ { text {max}}} = { frac {V _ { text {i}}-V _ { text {o}}} {L}} DT}
前の式にILmaxの値を代入すると、次のようになります。I o =（（ V I −V o
）。（（ +
δ）。2 L
{I _ { text {o}} = { frac { left（V _ { text {i}}-V _ { text {o}} right）DT left（D + delta right）} {2L}}}
そして、上記の式でδを代入すると、次のようになります。I o =（（ V I −V o
）。（（ +V I
−V o V
o ）。2 L
{I _ { text {o}} = { frac { left（V _ { text {i}}-V _ { text {o}} right）DT left（D + { frac {V_ { text {i}}-V _ { text {o}}} {V _ { text {o}}}} D right）} {2L}}}
この式は次のように書き直すことができます。V o = V
私1 2L I o 2 V
I + 1 {V _ { text {o}} = V _ { text {i}} { frac {1} {{ frac {2LI _ { text {o}}} {D ^ {2} V _ { text {i}} T}} + 1}}}
不連続モードで動作する降圧コンバータの出力電圧は、連続モードの対応するものよりもはるかに複雑であることがわかります。さらに、出力電圧は、入力電圧（V i）とデューティサイクルDだけでなく、インダクタ値（L）、転流周期（T）、および出力電流（I o）の関数になります。

不連続モードから連続モードへ（およびその逆）

図6：正規化された出力電流による正規化された出力電圧の変化。
このセクションの冒頭で述べたように、コンバータは、負荷によって低電流が流れると不連続モードで動作し、より高い負荷電流レベルでは連続モードで動作します。整流サイクルの終わりにインダクタ電流が正確にゼロに低下すると、不連続モードと連続モードの間の限界に達します。図5の表記を使用すると、これは次のようになります。 +
δ =⇒ +δ = 1
{{ begin {aligned} DT + delta T＆= T \ Rightarrow D + delta＆= 1 end {aligned}}}
したがって、不連続モードと連続モードの間の限界での出力電流（平均インダクタ電流に等しい）は次のようになります（上記を参照）。I o
リム=I L
最大 2 （（ + δ）。 =I L
最大 2 {I _ {{ text {o}} _ { text {lim}}} = { frac {I_ {L _ { text {max}}}} {2}} left（D + delta right ）= { frac {I_ {L _ { text {max}}}} {2}}}
I Lmaxをその値で置き換える：I o
リム=V I − V o 2 L {I_ {o _ { text {lim}}} = { frac {V _ { text {i}}-V _ { text {o}}} {2L}} DT}
2つのモード間の限界では、出力電圧は、連続セクションと不連続セクションでそれぞれ与えられた式の両方に従います。特に前者はV o= V I {V _ { text {o}} = DV _ { text {i}}}
だから私はolimは次のように書くことができます：I o
リム=V I（（ 1
− ）。 2 L {I_ {o _ { text {lim}}} = { frac {V _ { text {i}} left（1-D right）} {2L}} DT}
次に、さらに2つの表記法を紹介します。
によって定義される正規化された電圧| V
o | =V o V I
{ left | V _ { text {o}} right | = { frac {V _ { text {o}}} {V _ { text {i}}}}}

。ゼロのとき
Vo = 0
{V _ { text {o}} = 0}

、および1の場合V o = V I
{V _ { text {o}} = V _ { text {i}}}

;
によって定義される正規化された電流| I
o | =L V I 私 o
{ left | I _ { text {o}} right | = { frac {L} {TV _ { text {i}}}} I _ { text {o}}}

。用語 VI L
{{ frac {TV _ { text {i}}} {L}}}

サイクル中のインダクタ電流の最大増加に等しい。つまり、デューティサイクルD = 1でのインダクタ電流の増加。したがって、コンバータの定常状態での動作では、これは次のことを意味します。
| I o | { left | I _ { text {o}} right |}

出力電流がない場合は0、コンバータが供給できる最大電流の場合は1になります。
これらの表記を使用すると、次のようになります。
連続モードの場合：| V o |= { left | V _ { text {o}} right | = D}

不連続モードの場合：| V
o | =1 L I o 2 V
I + 1 =1 | I o
| 2+ 1= 22 | I
o | + 2
{{ begin {aligned} left | V _ { text {o}} right |＆= { frac {1} {{ frac {2LI _ { text {o}}} {D ^ {2 } V _ { text {i}} T}} + 1}} \＆= { frac {1} {{ frac {2 left | I _ { text {o}} right |} {D ^ {2}}} + 1}} \＆= { frac {D ^ {2}} {2 left | I _ { text {o}} right | + D ^ {2}}} end {整列}}}

連続モードと不連続モードの間の限界での電流は次のとおりです。I o
リム= V I 2
L （（ 1
− ）。 =I o 2 |
I o | （（ 1
− ）。
{{ begin {aligned} I_ {o _ { text {lim}}}＆= { frac {V _ { text {i}}} {2L}} D left（1-D right）T \＆= { frac {I _ { text {o}}} {2 left | I _ { text {o}} right |}} D left（1-D right） end {aligned} }}
したがって、連続モードと不連続モードの間の限界の軌跡は次の式で与えられます。（（ 1
− ）。2| I o | 1 {{ frac { left（1-D right）D} {2 left | I _ { text {o}} right |}} = 1}
これらの式は図6にプロットされています。これから、連続モードでは出力電圧はデューティサイクルのみに依存しますが、不連続モードでははるかに複雑であると推測できます。これは、制御の観点から重要です。
回路レベルでは、CCMとDCMの間の境界の検出は通常、インダクタ電流検出によって提供され、次のような高精度で高速な検出器が必要です。

非理想的な回路

図7：インダクタの寄生抵抗が増加したときのデューティサイクルに伴う降圧コンバータの出力電圧の変化。
以前の研究は、以下の仮定で実施されました。
出力コンデンサには、電圧に目立った変化がなく、負荷に電力を供給するのに十分な容量（単純な抵抗）が
順方向バイアス時のダイオード両端の電圧降下はゼロです
スイッチにもダイオードにも転流損失はありません
これらの仮定は現実からかなりかけ離れている可能性があり、実際のコンポーネントの不完全性はコンバータの動作に悪影響を与える可能性が

出力電圧リップル（連続モード）
出力電圧リップルは、出力電圧がオン状態で上昇し、オフ状態で下降する現象に付けられた名前です。スイッチング周波数、出力容量、インダクタ、負荷、および制御回路の電流制限機能を含むがこれらに限定されないいくつかの要因がこれに寄与します。最も基本的なレベルでは、出力コンデンサの充電と放電の結果として、出力電圧が上下します。 Vo =
私{dV _ { text {o}} = { frac {idT} {C}}}
平均出力電流が時間軸に沿ったものになるように、出力電流対時間波形（連続モード）をシフトダウンすることにより、出力リップル電圧を最もよく概算できます。これを行うと、AC電流波形が出力コンデンサに出入りするのがわかります（のこぎり波）。Vc-min（Vcはコンデンサ電圧）はt-on / 2（コンデンサが放電した直後）で発生し、Vc-maxはt-off / 2で発生することに注意して出力リップル電圧をdV = Idt / Cとして書き込むことにより、出力電流波形の下でIdt（= dQ; as I = dQ / dt、C = Q / V so dV = dQ / C）を積分することにより、軸の上の領域を次のように積分します。ピークツーピークリップル電圧を次のように取得します。デルタV =デルタI * T / 8C（ここで、デルタIはピークツーピークリップル電流、Tはリップルの期間です。可能な場合は、タブを参照してここで領域をグラフィカルに計算することはできません。完全な説明はそこに）基本的なAC回路理論から、リップル電圧はほぼ正弦波である必要があることに注意してコンデンサのインピーダンスとリップル電流のピークツーピーク値、またはデルタV =デルタI /（2 *オメガ* C）ここで、オメガ= 2 * pi * f、fはリップル周波数、f = 1 / T、Tはリップル周期です。これにより、次のようになります。deltaV = delta I * T /（2 * pi * C）、この値と比較して、上記を確認します。正弦波。これにより、ここでのリップル電圧の評価に自信が持てます。すぐ下の段落はそのすぐ上に関係しており、正しくない可能性がこの段落の方程式を使用してもう一度、詳細についてはトークタブを参照してください：出力リップル電圧とAoE（Art of Electronics第3版）に関するもの。
オフ状態の間、この式の電流は負荷電流です。オン状態では、電流はスイッチ電流（またはソース電流）と負荷電流の差です。時間の長さ（dT）は、デューティサイクルとスイッチング周波数によって定義されます。
オン状態の場合：オン= = {dT _ { text {on}} = DT = { frac {D} {f}}}
オフ状態の場合：オフ = （（ 1
− ）。 = 1 − {dT _ { text {off}} =（1-D）T = { frac {1-D} {f}}}
定性的には、出力容量またはスイッチング周波数が増加すると、リップルの大きさは減少します。出力電圧リップルは通常、電源の設計仕様であり、いくつかの要因に基づいて選択されます。コンデンサの選択は通常、さまざまな種類のコンデンサのコスト、物理的サイズ、および非理想性に基づいて決定されます。スイッチング周波数の選択は、通常、効率要件に基づいて決定されます。効率要件は、以下の「非理想性の効率への影響」で説明するように、動作周波数が高くなると低下する傾向がより高いスイッチング周波数もEMIの懸念を引き起こす可能性が
出力電圧リップルは、スイッチング電源の欠点の1つであり、その品質の尺度にもなります。

非理想性が効率に及ぼす影響
上記のように、降圧コンバータの簡略化された分析では、回路コンポーネントの非理想性は考慮されておらず、必要な制御回路も考慮され制御回路による電力損失は、通常、パワーデバイス（スイッチ、ダイオード、インダクタなど）の損失と比較した場合、重要ではありません。パワーデバイスの非理想性が、コンバータの電力損失の大部分を占めています。
静的および動的な電力損失は、どのスイッチングレギュレータでも発生します。静的電力損失には次のものが含まれます I 2 {I ^ {2} R}

（伝導）他の電気回路と同様に、ワイヤまたはPCBトレース、およびスイッチとインダクタの損失。動的電力損失は、スイッチゲートの充電や放電などのスイッチングの結果として発生し、スイッチング周波数に比例します。
理想的ではないバックコンバータのデューティサイクルを計算することから始めると便利です。これは次のとおりです。 =V o +（（ Vsw、sync + V L
）。 V I − V sw + V sw、sync {D = { frac {V _ { text {o}} +（V _ { text {sw、sync}} + V _ { text {L}}）} {V _ { text {i}}- V _ { text {sw}} + V _ { text {sw、sync}}}}}
どこ：
V swは、電源スイッチの電圧降下です。
V sw、syncは、同期スイッチまたはダイオードの電圧降下であり、
V Lはインダクタの電圧降下です。
上記の電圧降下はすべて静的電力損失であり、主にDC電流に依存するため、簡単に計算できます。ダイオードの電圧降下のために、V SW及びV SW、同期が既に選択されたデバイスの特性に基づいて、知られています。V sw = I
sw オン= 私
o オンV sw、sync = I
sw、sync オン = （（ 1
− ）。 I o オンV L = I L DC
{{ begin {aligned} V _ { text {sw}}＆= I _ { text {sw}} R _ { text {on}} = DI _ { text {o}} R _ { text {on }} \ V _ { text {sw、sync}}＆= I _ { text {sw、sync}} R _ { text {on}} =（1-D）I _ { text {o}} R_ { text {on}} \ V _ { text {L}}＆= I _ { text {L}} R _ { text {DC}} end {aligned}}}
どこ：
R onは、各スイッチのオン抵抗であり、
R DCは、インダクタのDC抵抗です。
デューティサイクルの方程式はやや再帰的です。粗分析は、最初の値の計算によって行うことができるのV SW及びVの同期、SWを理想的なデューティサイクルの式を用いて。
MOSFETの電圧降下の場合、一般的な近似は、オームの法則のMOSFETのデータシートからのR DSon、V = I DS R DSon（sat）を使用することです。MOSFETは線形状態にあり、ドレイン-ソース間抵抗が比較的一定であるため、この近似は許容範囲内です。この近似は、比較的低いVDS値でのみ有効です。より正確な計算のために、MOSFETデータシートには、複数のVGS値でのVDSとIDSの関係に関するグラフが含まれています。V守っDS VでGSとI DS最も密接に降圧コンバータに期待されているものと一致。
さらに、漏れ電流の結果として電力損失が発生します。この電力損失は単純です漏れ= I
漏れ V {P _ { text {leakage}} = I _ { text {leakage}} V}
どこ：
Iリークはスイッチのリーク電流であり、
Vはスイッチ両端の電圧です。
動的電力損失は、選択したパスデバイス（MOSFET、パワートランジスタ、IGBTなど）のスイッチング動作によるものです。これらの損失には、ターンオンおよびターンオフのスイッチング損失とスイッチ遷移損失が含まれます。
スイッチのターンオン損失とターンオフ損失は、次のように簡単にまとめられます。 SW= V I o（（上昇+ 秋）。 6 {P _ { text {SW}} = { frac {VI _ { text {o}}（t _ { text {rise}} + t _ { text {fall}}）} {6T}}}
どこ：
Vは、スイッチがオフのときのスイッチ両端の電圧です。
トンの増加とtは落ちるスイッチの立ち上がりと立ち下がり時間であり、
Tはスイッチング周期です
ただし、これはミラープレートを構成するMOSFETの寄生容量を考慮しその場合、スイッチ損失は次のようになります。 SW= V I o（（上昇+ 秋）。
2 {P _ { text {SW}} = { frac {VI _ { text {o}} left（t _ { text {rise}} + t _ { text {fall}} right）} {2T }}}
下部スイッチにMOSFETを使用すると、ローサイドMOSFETのボディダイオードがハイサイドスイッチのターンオフからローサイドスイッチのターンオンまでの間に追加の損失が発生する可能性が出力電流を流します。この時間は非オーバーラップ時間と呼ばれ、両方のスイッチが同時にオンになる状態である「シュートスルー」を防ぎます。シュートスルーの開始は、深刻な電力損失と熱を発生させます。非オーバーラップ時間の適切な選択は、シュートスルーのリスクとボディダイオードの伝導によって引き起こされる電力損失の増加とのバランスをとる必要が多くのMOSFETベースの降圧コンバータには、オーバーラップしない時間の間に下側のMOSFET本体のダイオードが導通するのを助けるためのダイオードも含まれています。ダイオードを下側のスイッチ専用に使用すると、ダイオードの順方向ターンオン時間が効率を低下させ、電圧のオーバーシュートにつながる可能性が
ボディダイオードの電力損失もスイッチング周波数に比例し、 D、ボディ = V 私
o 番号 SW
{P _ { text {D、body}} = V _ { text {F}} I _ { text {o}} t _ { text {no}} f _ { text {SW}}}
どこ：
V Fはボディダイオードの順方向電圧であり、
t noは、選択された非重複時間です。
最後に、電力損失は、スイッチのオンとオフを切り替えるために必要な電力の結果として発生します。MOSFETスイッチの場合、これらの損失は、しきい値電圧と選択されたゲート電圧の間のMOSFETゲートの静電容量を充電および放電するために必要なエネルギーによって支配されます。これらのスイッチ遷移損失は主にゲートドライバで発生し、ゲート電荷が低いMOSFETを選択するか、MOSFETゲートをより低い電圧に駆動するか（MOSFETの導通損失が増加する代わりに）、またはより低い周波数で動作することによって最小限に抑えることができます。。 Gdrive= V GS SW {P _ { text {Gdrive}} = Q _ { text {G}} V _ { text {GS}} f _ { text {SW}}}
どこ：
Q Gは、選択したMOSFETのゲート電荷であり、
V GSは、ピークゲート-ソース間電圧です。
N-MOSFETに、ハイサイドスイッチは、より高い電圧に駆動されなければならないV I。これを実現するために、MOSFETゲートドライバは通常、MOSFET出力電圧をゲートドライバにフィードバックします。達成するために、ハイサイドMOSFETを駆動する場合、ゲートドライバは、MOSFETの出力電圧に独自の電源電圧を加算V GSをゲートドライバ電源電圧に等しいです。ローサイドためV GSは、非常に類似し、この結果、ゲートドライバ電源電圧であるV GSのハイサイドおよびローサイドMOSFETの値。
降圧コンバータの完全な設計には、さまざまな電力損失のトレードオフ分析が含まれます。設計者は、完成した設計の予想される用途に応じて、これらの損失のバランスを取ります。スイッチング周波数が低いと予想されるコンバータは、ゲート遷移損失が低いスイッチを必要としません。高デューティサイクルで動作するコンバータには、導通損失の少ないローサイドスイッチが必要です。
特定の構造編集

同期整流

図8：Dは、第2のスイッチと、Sによって置換されている同期コンバータの簡略図 2。同期バックコンバータは、ダイオードの基本的なバックコンバータ回路トポロジーの変更されたバージョンであり、Dは、第2のスイッチと、Sで置き換えられている2。この変更は、コストの増加と効率の向上の間のトレードオフです。
標準の降圧コンバータでは、ダイオード両端の電圧が上昇した結果、スイッチがオフになった直後にフライバックダイオードが自動的にオンになります。ダイオード両端のこの電圧降下により、次の電力損失が発生します。 =
V （（ 1
− ）。I o
{P _ { text {D}} = V _ { text {D}}（1-D）I _ { text {o}}}
どこ：
V Dは、負荷電流におけるダイオードの両端の電圧降下IのO、
Dはデューティサイクルであり、
I oは負荷電流です。
ダイオードを低損失用に選択されたスイッチと交換することにより、コンバータの効率を向上させることができます。例えば、非常に低いとMOSFET R DSONがために選択されるかもしれないS 2スイッチの電力損失を提供する、2であります 2=I o 2 DSon（（ 1
− ）。
{P_ {S_ {2}} = I _ { text {o}} ^ {2} R _ { text {DSon}}（1-D）}
どちらの場合も、電力損失はデューティサイクルDに強く依存します。フリーホイールダイオードまたは下部スイッチの電力損失は、そのオン時間に比例します。したがって、低デューティサイクル動作用に設計されたシステムは、フリーホイーリングダイオードまたは下部スイッチでの損失が大きくなり、そのようなシステムでは、同期降圧コンバータの設計を検討することが有利です。
入力が5V、出力が3.3 V、負荷電流が10 Aのコンピュータ電源を考えてみます。この場合、デューティサイクルは66％になり、ダイオードは34％の時間オンになります。。順方向電圧が0.7Vの一般的なダイオードでは、2.38 Wの電力損失が発生します。ただし、R DSonが0.015Ωの適切に選択されたMOSFETは、伝導損失で0.51Wしか浪費しません。これは、効率の向上と発熱の低減につながります。
同期コンバータのもう1つの利点は、双方向であるため、回生ブレーキが必要なアプリケーションに適していることです。電力が「逆」方向に転送されると、ブーストコンバータのように機能します。
同期バックコンバータの利点は、コストなしでは得られません。まず、下側のスイッチは通常、フリーホイールダイオードよりもコストがかかります。第二に、相補出力スイッチドライバが必要なため、コンバータの複雑さが大幅に増しています。
このようなドライバは、両方のスイッチが同時にオンになるのを防ぐ必要がこれは「シュートスルー」と呼ばれる障害です。shootthroughを回避するための最も簡単な技術は、ターンオフSの間の時間遅延である1 Sの上のターンに2、およびその逆。しかし、Sことを保証するために十分な長さ、この時間遅延設定1とS 2は、余剰電力損失自体になります上の両方のことはありませんが。この状態を防ぐための改善された手法は、適応型「非オーバーラップ」保護として知られています。この保護では、スイッチノード（S 1、S 2、およびLが結合されるポイント）の電圧が検出され、その状態が決定されます。スイッチノードの電圧が事前設定されたしきい値を超えると、時間遅延が開始されます。したがって、ドライバーは、固定された非オーバーラップ時間でこの柔軟性が引き起こす過度の電力損失なしに、多くのタイプのスイッチに適応できます。
ローサイドスイッチとハイサイドスイッチの両方が負荷過渡に応答してオフになり、ローサイドMOSFETのボディダイオードまたはそれと並列の別のダイオードがアクティブになります。ローサイドスイッチでのより高い電圧降下は、電流出力を減らし、新しい負荷要件をより早く満たすのに役立ちます。

多相降圧

図9：一般的な同期n相降圧コンバータの概略図
図10：AMD Socket939プロセッサ用のマルチフェーズCPU電源のクローズアップ写真。この電源の3つのフェーズは、フォアグラウンドにある3つの黒いトロイダルインダクタによって認識できます。ヒートシンクの下にある小さいインダクタは、入力フィルタの一部です。
多相降圧コンバータは、基本的な降圧コンバータ回路が入力と負荷の間に並列に配置されている回路トポロジです。n個の「フェーズ」のそれぞれは、スイッチング期間にわたって等間隔でオンになります。この回路は通常、上記の同期降圧トポロジーで使用されます。
このタイプのコンバータは、n倍速くスイッチングするのと同じくらい迅速に負荷の変化に応答でき、スイッチング損失が増加することはありません。したがって、最新のマイクロプロセッサなど、急速に変化する負荷に対応できます。
スイッチングリップルも大幅に減少します。有効周波数の増加による減少があるだけでなく、デューティサイクルのn倍が整数であるときはいつでも、スイッチングリップルは0になります。オンに切り替えられたフェーズでインダクタ電流が増加する速度は、オフに切り替えられたフェーズで減少する速度と正確に一致します。
もう1つの利点は、負荷電流が多相コンバータのn相に分割されることです。この負荷分割により、各スイッチの熱損失をより広い領域に分散させることができます。
この回路トポロジーは、コンピューターのマザーボードで使用され、12 V DC 電源をCPUに適したより低い電圧（約1 V）に変換します。最新のCPU電力要件は 200Wを超える可能性があり、は非常に急速に変化する可能性があり、 10mV未満の非常に厳しいリップル要件が一般的なマザーボードの電源は、3相または4相を使用します。
多相コンバータに固有の主要な課題の1つは、負荷電流がn相間で均等に平衡化されるようにすることです。この電流バランスは、さまざまな方法で実行できます。インダクタまたは下側のスイッチ（オンになっているとき）の両端の電圧を検出することにより、電流を「ロスレス」で測定できます。この手法は、降圧コンバータトポロジに固有の抵抗損失に依存しているため、無損失と見なされます。別の手法は、回路に小さな抵抗を挿入し、その両端の電圧を測定することです。このアプローチはより正確で調整可能ですが、スペース、効率、コストなどのいくつかのコストが発生します。
最後に、電流は入力で測定できます。電圧は、上部スイッチの両端で、または電源抵抗を使用して無損失で測定し、引き出される電流を概算することができます。このアプローチは、スイッチングノイズを簡単に除去できないため、技術的に困難です。ただし、各相にセンス抵抗を使用するよりも安価です。

効率要素
負荷に依存する伝導損失：
トランジスタまたはMOSFETスイッチが導通しているときの抵抗。
ダイオードの順方向電圧降下（通常、ショットキーダイオードの場合は0.7Vまたは0.4V）
インダクタ巻線抵抗
コンデンサの等価直列抵抗
スイッチング損失：
電圧-アンペアオーバーラップ損失
高周波スイッチ* CV 2つの損失
遅延損失を逆にする
MOSFETゲートとコントローラの消費を駆動することによる損失。
トランジスタの漏れ電流損失、およびコントローラのスタンバイ消費。

インピーダンス整合
降圧コンバータを使用すると、インピーダンス整合を使用して電力伝達を最大化できます。これのアプリケーションは、太陽光発電システムで一般的に使用される最大電力点追従制御です。
電力の方程式による： V o I o = η VI 私 I
{V _ { text {o}} I _ { text {o}} = eta V _ { text {i}} I _ { text {i}}}
どこ：
VがOは出力電圧であります
I oは出力電流です
ηは電力効率（0から1の範囲）です
V Iは入力電圧であります
I私は入力電流です
することにより、オームの法則： I o = V o Z oI 私 = V I Z I {{ begin {aligned} I _ { text {o}}＆= { frac {V _ { text {o}}} {Z _ { text {o}}}} \ I _ { text { i}}＆= { frac {V _ { text {i}}} {Z _ { text {i}}}} end {aligned}}}
どこ：
Z oが出力であるインピーダンス
Z iが、入力インピーダンスであります
私のためにこれらの式を代入oを、私私は、パワー式の利回りに：V o 2 Z o=η V
私2 I {{ frac {V _ { text {o}} ^ {2}} {Z _ { text {o}}}} = { frac { eta V _ { text {i}} ^ {2} } {Z _ { text {i}}}}}
連続モードで以前に示したように、（I L > 0の場合）：V o= V I {V _ { text {o}} = DV _ { text {i}}}
どこ：
Dはデューティサイクルです
この式に代入VのOを前の式に、利回り：（（ V I ）。2 Z o=η V
私2 I {{ frac { left（DV _ { text {i}} right）^ {2}} {Z _ { text {o}}}} = { frac { eta V _ { text {i }} ^ {2}} {Z _ { text {i}}}}}
これは次のようになります。 2Z o=η Z I
{{ frac {D ^ {2}} {Z _ { text {o}}}} = { frac { eta} {Z _ { text {i}}}}}
そして最後に： = η Zo Z I
{D = { sqrt { frac { eta Z _ { text {o}}} {Z _ { text {i}}}}}}
これは、デューティサイクルを調整することでインピーダンス比を調整できることを示しています。これは、インピーダンスが動的に変化するアプリケーションで特に役立ちます。

応用

低コストのコンバータモジュール：2ドルと1ブースト。
降圧型は、低消費電力の小型電子機器で広く使用されており、24 / 12Vから5Vに降圧します。それらは、約95％の効率で1米ドルをはるかに下回る小さな仕上げ製品チップとして販売されています。

も参照してください
スプリットパイトポロジー

参考文献
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090424 ee.iitb.ac.in

参考文献
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Chierchie、F。Paolini、EE同期降圧コンバータの離散時間モデリングと制御。ArgentineSchoolofMicro-Nanoelectronics、Technology and Applications、2009。EAMTA 2009. 1–2 2009年10月、pp。5–10。
ISBN 978-1-4244-4835-7。

外部リンク
コモンズには、バックコンバーターに関連するメディアが
https://www.ipes.ethz.ch/mod/lesson/view.php?id=2インタラクティブパワーエレクトロニクスセミナー（iPES）]コンバータの動作を示す多くのJavaアプレット
デジタルバックコンバーターのモデルベースの制御DC-DCバックコンバーターの低コストデジタル制御のための説明と動作するVisSimソースコード図
降圧コンバータのSPICEシミュレーション
スイッチモード電源チュートリアル-非理想的なスイッチングの影響を含む、バックのより正式で詳細な分析を提供するDC-DCコンバータに関する詳細な記事（ただし、バックブーストコンバータの図では説明されていないことに注意してください）入力と出力の間の電圧の極性の反転）。
DC-DC電力変換器のケーススタディ
電力効率の最適化について
多相DC-DCコンバータ

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